微功率 1MHz V/F 转换器
详情介绍
电路描述
该电路接受单端输入并使用宽带宽(3 GHz) Mini-Circuits TC2-1T 1:2变压器将其转换为差分信号。6 GHz差分放大器 ADL5565 以6 dB的增益工作时，差分输入阻抗为200Ω；以12 dB的增益工作时，差分输入阻抗为100 Ω。它还提供15.5 dB的增益选项。
ADL5565是AD9642的理想驱动器，通过带通滤波器可在ADC中实现全差分架构，提供良好的高频共模抑制，同时将二阶失真产物降至最低。根据输入连接的不同，ADL5565提供6dB或12dB的增益。本电路使用12dB的增益来补偿滤波器网络和变压器的插入损耗（约5.8dB），总信号增益为5.5dB。
1.5 dBm的输入信号在ADC输入端产生1.75 V p-p满量程差分信号。
抗混叠滤波器是采用标准滤波器设计程序设计出的三阶巴特沃兹滤波器。选择巴特沃兹滤波器是因为它具有通带平坦度。三阶滤波器产生的交流噪声带宽噪声比为1.05，可以借助多款免费滤波器程序进行设计，例如Nuhertz Technologies Filter Free或Quite Universal Circuit Simulator (Qucs) Free Simulation等。
为了实现最佳性能，ADL5565应载入200 Ω的净差分负载。15 Ω串联电阻将滤波器电容与放大器输出隔离开，100Ω电阻与下游阻抗并联，当加入30 Ω串联电阻时可产生217Ω的净负载阻抗。
5Ω电阻与ADC输入串联，将内部开关瞬变与滤波器和放大器隔离开。
2.85kΩ输入阻抗由可通过AD9642 网页上下载的电子表格确定。只需使用目标中频频率处于中心时的并联跟踪模式值。电子表格同时给出实值与虚值。
三阶巴特沃兹滤波器采用源阻抗（差分）为200Ω、负载阻抗（差分）为200Ω、中心频率为127MHz和20 MHz的3dB带宽设计而成。标准滤波器设计程序计算出的值如图1所示。由于需要较大的串联电感，1.59 μH的电感被降为620nH，并且0.987pF的电容按比例提高到2.53 pF，因此保持127 MHz的谐振频率不变，使元件值更真实。
第二并联电容的值减去ADC的2.5 pF内部电容，得到37.3 pF的值。该电路中，电容位于ADC附近，以减少/吸收电荷反冲。
为最终滤波器无源元件选择的值（经实际电路寄生效应调整后）显示在图1中。表1总结了系统的测量性能，其中3 dB带宽为18 MHz，以127 MHz为中心。网络的总插入损耗约为5.8 dB。图3所示为频率响应；图4所示为SNR和SFDR性能。
表1. 电路的测定性能
| 性能规格：-1 dBFS (FS = 1.75 V p-p)，采样速率 = 205 MSPS | 最终结果 |
| 中心频率 | 127 MHz |
| 通带平坦度（118 MHz至136 MHz） | 3 dB |
| SNRFS at 127 MHz | 71.7 dBFS |
| SFDR at 127 MHz | 92 dBc |
| H2/H3 at 127 MHz | 93 dBc/92 dBc |
| 总增益(127 MHz) | 5.5 dB |
| 输入驱动(127 MHz) | 0.5 dBm (-1 dBFS) |
滤波器和接口设计程序
本节介绍放大器/ADC与带通滤波器接口设计的常用方法。为实现最佳性能（带宽、SNR和SFDR），放大器和ADC应对一般电路形成一定设计限制。
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1. 放大器必须参考数据手册推荐的正确直流负载，以获得最佳性能。
2. 放大器与滤波器的负载间必须使用正确数量的串联电阻。这是为了防止通带内的不良信号尖峰。
3. ADC的输入必须通过外部并联电阻降低，并使用正确串联电阻将ADC与滤波器隔离开。此串联电阻也会减少信号尖峰。
图5所示的一般电路适用于大多数高速差分放大器/ADC接口，并作为带通滤波器的基础。此设计方法倾向于利用大多数高速ADC的相对较高输入阻抗和驱动源（放大器）的相对较低阻抗，将滤波器的插入损耗降至最低。
基本设计流程如下：
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1. 设置外部ADC端接电阻R
TADC ，使得和 R
ADC的并联组合介于200 Ω和400 Ω之间。
2. 根据经验和/或ADC数据手册建议选择R KB ，通常介于5Ω和36Ω之间。
3. 使用下式计算滤波器负载阻抗
4. 选择放大器外部串联电阻RR A。如果放大器差分输出阻抗在100 Ω至200 Ω范围内，R A 应小于10 Ω。如果放大器输出阻抗为12 Ω或更低，RA应介于5 Ω和36 Ω之间。
5. 选择 Z AAFL ，使放大器获得的总负载Z AL最适合通过以下公式选择的特定差分放大器：
6. 使用下式计算滤波器源阻抗
7. 利用滤波器设计程序或表格，以及源阻抗Z AAFS 、负载阻抗 Z AAFL、滤波器类型、带宽和阶数，设计滤波器。实际使用的带宽比应用的通带所需带宽高出10%，以确保频率范围内的平坦度。
经过上述初步计算，须了解电路的下列项目。
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1. C
AAF3 值必须至少为10 pF，比 C
ADC大数倍。这样可将滤波器对C
ADC波动的敏感度降至最低。
2. Z AAFL与Z AAFS 之比不可高于约7，使滤波器在大多数滤波器表和设计程序的限值内。
3. C AAF1 值必须至少为5 pF，以尽可能降低对寄生电容和元件波动的敏感度。
4. 电感 L AAF必须为合理值，至少为数nH。
5. C AFF2 和 L AAF1 必须为合理值。有时电路仿真器会使这些值太低或太高。为使这些值更合理，只需保持同样的谐振频率并将这些值与更好的标准值元件相比。
在某些情况下，滤波器设计程序可提供一个以上独特解决方案，特别是对于更高阶滤波器。应始终选择采用最合理元件值组合的解决方案。另外应选择结束于分流电容的配置，以便分流电容与ADC输入电容组合。
电路优化技术和权衡
本接口电路内的参数具有高互动性；因此优化电路的所有关键规格（带宽、带宽平坦度、SNR、SFDR和增益）几乎不可能。不过，通过变更RA 和RKB，可以最大程度地减少通常发生于带宽响应内的信号尖峰。
RA 值也会影响SNR性能。更大值在降低带宽峰化的同时倾向略微提高SNR，因为驱动ADC满量程需要更高信号电平。
选择ADC输入端的 RKB 串联电阻以尽量减少任何残余电荷注入（从ADC内部采样电容）造成的失真。增加此电阻也倾向减少带内的信号尖峰。
不过，增加 RKB 会增加信号衰减，因此放大器必须驱动更大信号才能填充ADC的输入范围。
为优化中心频率，通带特性、串联电容、CAAF2可在小范围内变动。
ADC的输入端接电阻RTADC 通常选择为使净ADC输入阻抗介于200 Ω和400 Ω之间，是大多数放大器的典型特性负载值。选择的数值太高或太低都可能对放大器的线性度造成不利影响。
上述因素的权衡可能有些困难。本设计中，每个参数权重相等；因此所选值代表了所有设计特征的接口性能。某些设计中，根据系统要求，可能会选择不同的值，以便优化SFDR、SNR或输入驱动电平。
本设计的SFDR性能取决于两个因素：放大器和ADC接口元件值，如图1所示。
请注意，本设计中的信号与0.1 μF电容进行交流耦合，以阻挡放大器、其端接电阻和ADC输入之间的共模电压。有关共模电压的更多信息，请参阅AD9642数据手册。
无源组件和PCB寄生效应考虑
该电路或任何高速电路的性能都高度依赖于适当的印刷电路板(PCB)布局，包括但不限于电源旁路、受控阻抗线路（如需要）、元件布局、信号布线以及电源层和接地层。高速ADC和放大器PCB布局的详情请参见指南MT-031和MT-101。此外，请参考CN-0227和CN-0238。
对于滤波器内的无源元件，使用低寄生表面贴装电容、电感和电阻。所选电感来自Coilcraft 0603CS系列。滤波器使用的表贴电容为5%、C0G、0402型，以确保稳定性和精度。
系统的完整文档请参见 CN-0279设计支持包