电路设计

 

图2所示电路可将100Ω至212.05Ω的RTD电阻变化转换为0.1 V至2.4 V的输出电压变化，兼容ADC输入范围。此外，该电路还可消除与导线电阻r₁和r₂ 有关的误差。

 

 

增益、输出失调、电阻值和容差的计算

 

若温度范围为0°C至300oC，则RTD Pt100电阻范围为100Ω至212.05Ω，且图2中电路的输入电阻变化ΔR为0Ω至112.05Ω。因此，由等式3得到的电路增益为：

 

 

 

若满足此条件，则0°C时R1′ = R₀ = 100 Ω ，且 V_OUT = 0 V。

 

现在，必须将电路的输出失调设为0.1 V。使输出发生偏移的一种简单方法是让电阻R1′略为低于R0。注意，这样会成比例影响增益。0.1 V输出失调约为2.3 V总范围的4.35%，因此比例R1′/R0必须低于0.9565。若要保持高输出电平为2.4 V，则比例R4/R3可按比例校正。例如，R4 = 0.9565 × 41.06 × R3 =39.27 kΩ。使用图1中的标准电阻值，则电路能够提供所需增益和输出失调的良好近似值。通过将电阻R2 = 1.91 kΩ与电阻R1 = 100 Ω并联连接，可形成R1′。

 

对于任何其他温度范围，或任何其他温度传感器而言(比如Pt200、Pt500、Pt1000、Pt2000)，电阻值必须如下所示重新计算：

1. 选择R3值(例如 1 kΩ)，然后使R5 = R6 = 2R3。
2. 选择经过传感器的激励电流IR，然后计算V_R= I_R × R_X_low其中，R_X_low = 范围内最低温度时的RTD电阻。
3. 选择R9数值(例如R9 = 1 kΩ), 然后计算R8：
   
   其中，V_REF = 2.5 V = ADC基准电压。
4. 计算A = 0.0435 × (R_X_high – R_X_low)其中，A = 用来完成计算过程所需的临时常数。R_X_high = 范围内最高温度时的RTD电阻。
5. 计算 R₀ = R_X_low – A。
6. 计算R₀ = R1 × R2/(R1 + R2) ，然后选择R1和R2值。建议选择标准R1值，使其等于R_X_low，然后计算R2。
7. 计算
   
   其中，B= 用来完成计算过程所需的临时常数。
8. 计算R4 = B × R3，确保R12 = R4。

 

精度分析

 

等式1表示所有电阻都会对总误差产生影响。如果仔细选择这些值，因使用替代标准值电阻导致的总误差可降至几个百分点以下。然而，应通过等式1来重新计算U1A运算放大器在100Ω和212.05Ω输入下的输出，以确保维持所需裕量。在实际电路中，选择最接近现有标准的电阻值。电阻Rl、R2、R8和R9为0.1%、25 ppm/°C。电路中的其他电阻为1%、100 ppm/°C： R3、R4、R5、R6和R12。

 

这类电路的绝对精度主要取决于电阻，因此，需要进行增益和失调校准，以消除因替代标准值电阻和电阻容差导致的误差。

 

电阻温度系数对总误差的影响

 

公式1表明，输出电压与以下九个电阻相关：R1、R2、R3、R4、R5、R6、R8、R9和R12。

 

TP1处的满量程输出电压对这九个电阻中每个阻值的微小变化敏感，其灵敏度通过仿真程序计算。电路的输入RTD电阻为212Ω。计算得到的各灵敏度为S_R1 = 1.83、S_R2 = 0.09、S_R3 = 0.94、S_R4 = 0.94、S_R5 = 1.35、S_R6 = 1.28、 S_R8 = 0.97、S_R9 = 0.96和S_R12 = 0.07。假设各温度系数以和方根(rss)方式组合，则25 ppm/°C电阻R1、R2、R8、R9以及100 ppm/°C电阻R3、R4、R5、R6、R12的总满量程漂移约为：

 

 

236 ppm/°C的满量程漂移对应于0.024% FSR/°C。若温度发生±10°C变化，则误差为±0.24% FSR。

 

若全部九个电阻均采用25 ppm/°C电阻，则可降低满量程漂移至大约80 ppm/°C(或者0.008% FSR/°C)。

 

完成校准过程后，电阻容差导致的误差、AD8608运算放大器(75 μV)以及ADC AD7091R产生的失调均被消除。依然有必要计算并验证运算放大器输出在所需的范围内。

 

有源元件温度系数对总误差的影响

 

AD8608运算放大器(75 μV)和AD7091R ADC的直流失调由校准程序消除。

 

ADC AD7091R内置基准电压源的失调漂移典型值为4.5 ppm/°C，最大值为25 ppm/°C。

 

AD8608运算放大器的失调漂移典型值为1µV/°C，最大值为4.5µV/°C。

 

请注意，如果采用50 ppm/°C或100 ppm/°C电阻，则总漂移的最大来源是电阻漂移，有源元件产生的漂移可忽略。

 

引脚线路电阻补偿

 

图1中的电路可针对引脚线路电阻(r₁、r₂和r₃)进行完全补偿。然而，若等式3有任何失配，则引脚线路r₁和r₂会对测量产生误差。第三个引脚线路r₃不会对电路产生影响，因为它与U1D的高阻抗输入相连。

 

电路的线性度不受引脚线路r₁和r₂的影响，哪怕等式3有失配。

 

RTD线性化

 

图1中的电路就RTD的电阻变化而言是线性的。然而，RTD传递函数(电阻与温度的关系)是非线性的。因此，需要进行线性化，以消除RTD的非线性误差。对于涉及到微控制器的系统而言，通常采用软件来完成线性化。AN-709应用笔记讨论了有关Pt100 RTD传感器的部分线性化技术。CN0337评估软件中采用了同样的技术来消除Pt100传感器的非线性误差。

 

两点校准前后的测试数据

 

为了执行两点校准，先向输入端施加100 Ω的精密电阻，并将ADC输出代码记为Code_1。然后，向输入端施加212.05 Ω精密电阻，再将ADC输出代码记为Code_2。增益系数通过下式计算：

 

 

通过比较使用元件标称值计算得到的理想传递函数和未校准实际电路传递函数，可以得到校准前的误差。测试电路采用±1%、±100 ppm/°C电阻构建(R1、R2、R8和R9除外，它们是±0.1%、±25 ppm/°C电阻)。测试在室内环境温度下采用印刷电路板(PCB)完成。

 

图3所示为温度不发生变化的情况下部分测试板校准前后的测试结果。如图所示，校准前的最大误差约为0.27%FSR。校准后，误差降至±0.037% FSR，大致相当于ADC的1.5 LSB误差。

 

在任何注重精度的电路中，必须仔细考虑电路板上的电源和接地回路布局。PCB应尽可能隔离数字部分和模拟部分。该系统的PCB采用简单的双层板堆叠而成，但采用4层板可以得到更好的EMS性能。有关布局和接地的详细论述，请参见MT-031指南；有关去耦技术的信息，请参见MT-101指南。AD8608的电源应当用10µF和0.1µF电容去耦，以适当抑制噪声并减小纹波。这些电容应尽可能靠近相应器件，0.1µF电容应具有低ESR值。对于所有高频去耦，建议使用陶瓷电容。电源走线必须尽可能宽，以提供低阻抗路径，并减小电源线路上的毛刺效应。ADuM5401 isoPower集成式DC/DC转换器要求在输入和输出电源引脚上进行电源旁路。请注意，引脚1与引脚2以及引脚15和引脚16之间需要低ESR旁路电容，这些电容应尽可能靠近芯片焊盘。为了抑制噪声并降低纹波，至少需要并联两个电容。针对VDD1和VISO，推荐的电容值是0.1µF和10µF。较小的电容必须具有低ESR，建议使用陶瓷电容。低ESR电容末端到输入电源引脚的走线总长不得超过2 mm。如果旁路电容的走线长度超过2 mm，可能会破坏数据。考虑在引脚1与引脚8及引脚9与引脚16之间实现旁路，除非两个公共地引脚靠近封装连在一起。更多信息请参考ADuM5401数据手册。

 

有关完整文档包，包括原理图、电路板布局和物料清单(BOM)，请参考： www.analog.com/CN0337-DesignSupport。

 

高电压能力

 

这款PCB依据2500 V基本绝缘规范而设计。不建议进行2500 V以上的高电压测试。在高电压下使用该评估板时必须谨慎，而且不得依赖该PCB来实现安全功能，因为它未经过高电位测试(也称为高压测试或耐压绝缘测试)，也未通过安全认证。

图4.测试设置功能框图

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